【導(dǎo)讀】 柵極驅(qū)動光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器，來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應(yīng)所需的峰值充電電流，來打開器件。該目標(biāo)通過向功率半導(dǎo)體的柵極提供正壓(VOH)來實現(xiàn)。若要關(guān)閉MOSFET或IGBT，需拉起驅(qū)動器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。
標(biāo)準(zhǔn)柵極驅(qū)動光電耦合器如何工作？
柵極驅(qū)動光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器，來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應(yīng)所需的峰值充電電流，來打開器件。該目標(biāo)通過向功率半導(dǎo)體的柵極提供正壓(VOH)來實現(xiàn)。若要關(guān)閉MOSFET或IGBT，需拉起驅(qū)動器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。
許多功率控制應(yīng)用采用兩個或兩個以上串聯(lián)功率半導(dǎo)體的“圖騰柱”上橋和下橋連接。上橋N溝道MOSFET漏極連接至電源的正極(+)端子，并且它的源極連接至下橋晶體管的漏極上。下橋晶體管的源極連接至系統(tǒng)電源的負(fù)極(-)端。負(fù)載驅(qū)動的一端連接至上橋和下橋晶體管的共節(jié)點處。上橋和下橋晶體管的正確控制，要求兩個晶體管既不能同時開啟也不能同時導(dǎo)通。流入串聯(lián)上橋和下橋器件的電流被稱為“直通”電流。直通電流浪費功率，并導(dǎo)致上橋和下橋晶體管的損壞。
消除直通電流的最常見技術(shù)是：在上橋和下橋開關(guān)切換之間添加延遲或延時。該延遲的引入，是通過控制供應(yīng)給上橋和下橋柵極驅(qū)動器的信號的時間。
圖1是柵極驅(qū)動器內(nèi)部框圖。驅(qū)動器的每個部分由一個通用電源或偏置電源供電。初始電源開啟時，由于電路的復(fù)雜性而存在電路延遲。這些復(fù)雜性導(dǎo)致一種情況(在最初上電期間)：當(dāng)柵極的輸出跟隨施加的VDD電源的上升沿，直至電源穩(wěn)定。一旦偏置電平正確，柵極驅(qū)動器輸出返回至正確的狀態(tài)：由LED控制。
本應(yīng)用指南討論了關(guān)鍵的設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)，包括LED驅(qū)動、初始條件、最大開關(guān)頻率和功率。
圖1 FOD31xx框圖
初始條件：器件啟動
工作條件
在典型逆變器應(yīng)用中有三個電源。第一個是邏輯電源(+3.3 V 或＋5 V 或＋10 V )。第二個是隔離下橋和上橋驅(qū)動器電源(+20 V FOD3182、+25VFOD3120)。第三個是供應(yīng)給MOSFET / IGBT的高壓電源。為了最小化偏壓電源穩(wěn)定時間的任何影響，一種解決方案是控制電源激活的順序：
LED驅(qū)動器
峰值正向電流，IF(peak)，為＜1 A (1 μs ,300 pps )。推薦的工作電流為10 mA 至16 mA 。電流上升速率低于250 ns 。LED電流上升的最快速率將最小化傳播延遲和輸出開關(guān)抖動。
電源考慮因素
FOD31xx產(chǎn)品是高增益(23 db)、高功率輸出、光放大器。它們所需的電源帶有低輸出阻抗，在DC至40 MHz 范圍內(nèi)。使用低 ESR旁路電容和信號接地面，有助于減少自感應(yīng)電源噪聲，并防止輸出上升和下降時間的降低。
在FOD3182上的傳播延遲
圖2表明，傳播延遲與負(fù)載電容無關(guān)，并且，典型脈寬失真度(PWD)小于40 ns。
圖2 傳輸延遲與串聯(lián)負(fù)載電阻
圖3表明，傳播延遲取決于LED電流。典型PWD是+4 ns / mA 。
圖3 傳播延遲與正向 LED 電流
圖4和圖5說明了延遲的獨立性與串聯(lián)負(fù)載和電源電壓有關(guān)。
圖4 傳輸延遲與串聯(lián)負(fù)載電阻
圖5 傳輸延遲與電源電壓
采用溫度穩(wěn)定LED、溫度補償放大器和電流源，傳播延遲在-40℃至100℃間的變化通常是＋0.2 ns /℃，如圖6所示。
圖6 傳播延遲與TA
采用P溝道MOSFET作為上拉與雙極性晶體管相比，有兩個優(yōu)點：第一，低 RDS(ON)可實現(xiàn)最小的內(nèi)部電壓降，為給定的VCC-VEE提供較大的接通電壓。其次，開關(guān)延遲比多級PNP晶體管小。圖7是FOD3120的壓降曲線。
圖7 輸出高壓降與TA
門驅(qū)動 CMTI(或噪聲抑制)性能
光隔離MOSFET和IGBT驅(qū)動器可提供在負(fù)載的高壓和應(yīng)用控制邏輯之間的安全絕緣和噪聲隔離。FOD31xx系列的共面結(jié)構(gòu)提供高電介質(zhì)隔離和低輸入至輸出電容，優(yōu)化了安全性和最小化了噪聲耦合。該封裝結(jié)構(gòu)使其安全性符合美國和歐洲標(biāo)準(zhǔn)，工作電壓超過800 V 。
由負(fù)載開關(guān)產(chǎn)生的電氣噪聲引起的干擾通過共面光耦合技術(shù)受阻，并且特殊的電一一光屏蔽進一步減少了開關(guān)瞬變至柵極驅(qū)動器有源電路間的電容耦合。
一個典型的240 VAC交流電源轉(zhuǎn)換器可產(chǎn)生800 V的開關(guān)瞬變，壓擺率大于6kV/ μs 。這樣巨大的瞬變會在輸入和輸出之間產(chǎn)生一個3 mA的峰值電流（當(dāng)應(yīng)用于一個只有0.5 pF的CIo的隔離器件時）參見圖8。
圖8 CMTI LED關(guān)閉
圖8表明，電容耦合了耦合器輸入和輸出之間的噪聲電流。本例中，以耦合器的輸出地(GND2)為參考，共模瞬變出現(xiàn)一個負(fù)電壓擺幅。該瞬變將電流從耦合器的輸出引至輸入。封裝電容CO，在輸入和輸出之間提供主導(dǎo)耦合阻抗。LED關(guān)閉，因此柵極輸出處于低電平狀態(tài)。如果從放大器的輸入端引出足夠的共模電流icM光放大器將開啟。這種噪聲電流icM相當(dāng)小，因為特殊的共模屏蔽阻止了電場變化效應(yīng)。這種屏蔽導(dǎo)致有效的共模電容耦合低于50 fF。這種共模屏蔽可最小化光放大器的耦合輸入或輸出。因此，F(xiàn)OD31xx系列抑制了峰值振幅為1.5 kV和壓擺率超過15 kV / μs 的正／負(fù)共模瞬變。
以下總結(jié)了FOD31xx系列共模瞬變（ CMT ）的影響：
輸入共模瞬態(tài)抑制性
圖9和圖10表明，半橋或“ H ”橋式圖騰柱配置采用兩個功率 MOSFET 。圖9表示下橋開關(guān)，而圖10表示上橋開關(guān)。觸發(fā)操作前，一端是打開的，另一端是關(guān)閉的。一旦開關(guān)觸發(fā)操作發(fā)生，兩個開關(guān)都禁用，形成關(guān)閉駐留或“死區(qū)”時間。
圖9 下橋打開、上橋關(guān)閉、負(fù)CMT
圖9表示下橋IGBT所產(chǎn)生的CMT導(dǎo)通。
這種載荷開關(guān)動作產(chǎn)生負(fù)dv/dt，如H橋式的兩個開關(guān)。在這種開關(guān)動作中沒有載荷直通電流發(fā)生尤為重要。請注意，輸入LED通常是串聯(lián)轉(zhuǎn)換連接。如果上橋門驅(qū)動器瞬時接通下橋開關(guān)開啟，可能導(dǎo)致直通故障。圖10表示CMT引出電流流入上橋LED 。
LED電流的幅度取決于:CMT的 dv / dt 、組件的輸入-輸出寄生電容以及LED周圍阻抗。這些阻抗包括：LED電流設(shè)置電阻R2和驅(qū)動LEDT1時的CCE。
逆變器用于產(chǎn)生240 VAC電源，可產(chǎn)生脈沖寬度大約為100 ns 、3 mApk的LED電流。該脈寬足以激活上橋驅(qū)動器并導(dǎo)致直通故障。通過減少LED周圍的斷態(tài)阻抗可以最大限度地減少該故障的敏感度。這些較低的阻抗為﹣ dv / dt開關(guān)動作造成的CMT電流提供備選路徑。如圖9所示，- dv / dt開關(guān)動作產(chǎn)生CMT ，也可通過下橋 IGBT 驅(qū)動器看到。此瞬態(tài)嘗試引出電流流入下橋LED。此瞬態(tài)效應(yīng)最小。LED已經(jīng)開啟，迫使更多的LED電流僅獲得正確的下橋開關(guān)動作，并且，增量CMT電流通過晶體管T2并聯(lián)至GND1。
圖10 正 dv / dt ﹣高端開關(guān)導(dǎo)通
當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通時將產(chǎn)生正dv / dt 。圖10表明，該+ dv / dt 的效果是：關(guān)閉低端開關(guān)。正CMT能夠引出電流流入低端驅(qū)動器內(nèi)的 OFF LED 。如果 dv / dt足夠大，該CMT立即迫使低端IGBT驅(qū)動器導(dǎo)通。該正CMT也可以通過高端開關(guān)看到。該dv / dt通常有助于保持高端驅(qū)動器導(dǎo)通。
LED并聯(lián)驅(qū)動器最小化開關(guān)CMT
當(dāng)圖騰柱半橋電流應(yīng)用中采用FOD31xx驅(qū)動器時，CMTI是必要的。在正常電路工作期間，開關(guān)瞬變至關(guān)重要，不會導(dǎo)致關(guān)閉的柵極驅(qū)動器轉(zhuǎn)為導(dǎo)通狀態(tài)。這種由于半橋式圖騰柱操作自誘式導(dǎo)通，需要LET聯(lián)驅(qū)動器改善抗噪聲能力。
在上個例子中，LED三以串聯(lián)方式與驅(qū)動器配置連接。CMT能通過封裝吸收或灌入電流CIO ，導(dǎo)致OFF LED導(dǎo)通。常關(guān)LED在關(guān)閉狀態(tài)提供相對較高的阻抗。這種潛在問題，可以通過減小LED關(guān)閉狀態(tài)阻抗來消除。當(dāng)LED關(guān)斷時，通過在LED周圍提供低阻抗并聯(lián)路徑來解決該問題。圖11說明了并聯(lián)LED驅(qū)動器電路。
并聯(lián) LED 驅(qū)動器
為了提高抗噪聲能力，可采用并聯(lián)LED驅(qū)動器。并聯(lián)LED驅(qū)動器的優(yōu)勢如下：
1）在半橋驅(qū)動器中改善 CMTI
2）通過封裝電容耦合的負(fù)載dv / dt ，被耦合至低阻抗（要么導(dǎo)通LED ，要么導(dǎo)通BJT或邏輯門的導(dǎo)通電阻）中。
缺點是效率最低（例如，當(dāng)LED導(dǎo)通或開啟時需要消耗功率）。
圖11 并聯(lián) LED 驅(qū)動器的FOD3182
當(dāng) LED 與驅(qū)動器開關(guān)并聯(lián)時，將產(chǎn)生電流分流驅(qū)動。圖11采用開路漏極邏輯門U1，作為驅(qū)動器：
外部或自產(chǎn)生的共模和正常模式噪聲可以導(dǎo)致操作故障。最小化控制邏輯和功率半導(dǎo)體之間的耦合電容，大大減小了共模噪聲瞬態(tài)轉(zhuǎn)換為正常模式噪聲脈沖。在驅(qū)動點采用低的、平衡阻抗來改善抗噪聲能力。控制功率MOSFET采用電流隔離驅(qū)動器最小化共模的噪聲耦合。FOD31xx系列MOSFET驅(qū)動器的內(nèi)部屏蔽最小化驅(qū)動器CMTI。采用并聯(lián)LED驅(qū)動器最大化輸入網(wǎng)絡(luò)的CMTI，減少了共模噪聲脈沖轉(zhuǎn)換為正常模式LED驅(qū)動信號的危險。
如何計算FOD3120功率МOSFET / IGBT柵極驅(qū)動光電耦合器的最大開關(guān)頻率
為了計算FOD3120的最大開關(guān)頻率，采用表1中的變量。
分析
計算最大開關(guān)頻率的第一個步驟是確定在最大工作日結(jié)溫125℃和環(huán)境溫度100C時，F(xiàn)OD3120輸出驅(qū)動器MOSFET的最大功耗。前一節(jié)說明了基于FOD3120穩(wěn)態(tài)熱阻，在TA =100℃時，最大功率是210 mW 。
輸出IC的最大功率是穩(wěn)態(tài)IC功率與輸出功率MOSFET晶體管功耗之和。精確關(guān)系如下式（1):
輸出晶體管的最大允許功耗POUT，是最大 IC 功率PIC與靜態(tài)IC 功率PSTATIC的差。
在環(huán)境溫度100 ℃時，輸出晶體管耗散的穩(wěn)態(tài)功率為96 mW 。輸出功率耗散在輸出 P 溝道和 N 溝道晶體管的漏極至源極的串聯(lián)電阻 RDS ( ON ）上。
輸出功率公式如下：
圖12 FOD3120-MOSFET接口
圖13 等效電流FOD3120-MOSFET接口
圖12顯示的是，F(xiàn)OD3120和N溝道功率MOSFET之匯作間的互連。圖13提供了用于計算FOD3120輸出功率的力器等效電路。P溝道晶體管建模為帶有3.5Ω的串聯(lián)電阻的開關(guān)。FQA9N90C_F109的輸入建模為串聯(lián) RC 電路。電路元件是柵極至源極電容2730 pF 、與25Ω等效力率串聯(lián)電阻（ESR）串聯(lián)。
下面將討論RMS在輸出晶體管上的功耗，給出MOSFET柵極充電和放電電流，以及FOD3120晶體管RDS(ON）的電壓降。
圖14 FOD3120輸出電流和電壓
圖14顯示的是，當(dāng)FOD3120驅(qū)動功率MOSFET的柵極時，輸出電流的波形。再看一下圖13，當(dāng)開關(guān)連接至串聯(lián)電阻RGS、 RDS ( ON)和輸入電容 CGS 時，初始充電轉(zhuǎn)換如圖所示。當(dāng)開關(guān)打開，電流上升至峰值Vcc / rGS。充電電流呈指數(shù)下降由CGS、電阻RGS和RDS(ON）確定。
假設(shè)：
圖15 FOD3120輸出電流
FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值電流和指數(shù)的延遲時間(t)確定，其中：
在輸出處的結(jié)溫增加是熱阻和輸出驅(qū)動器的RMS功率產(chǎn)品。在等式(7)中給出計算RMS功率的等式。變量p，是功率脈沖平均期間的時長。圖14說明在每個LED轉(zhuǎn)換時，都存在驅(qū)動電流脈沖。工作頻率定義為1/(2 x p )。該定義通過平衡分析：
利用等式（8）的初等微積分，求解等式（7), RDS = RDS(ON) 的定積分：
借助數(shù)學(xué)CAD?，利用幾何方法求解等式。
假設(shè)：
圖16 輸出功耗(W)與工作頻率(KHZ)
圖16表示，在驅(qū)動輸出功耗96 mW的FQA9N90C_F109時，容許的最大工作頻率低于20 kHz 。主要的限制因素是最壞情況下的技術(shù)規(guī)格﹣輸出驅(qū)動器的 RDS ( ON )。
如果部件的最大 RDS ( ON ）被指定為：當(dāng)工作條件 Io圖17為1 A 時，其值接近典型值1.0Ω，結(jié)果可能如所示。
假設(shè)：
圖17 輸出功耗（ W ）與工作頻率（ kHz )
圖17說明，如果 RDS(ON) 等于1.0Ω；在100℃和 Vcc =30 V 時驅(qū)動FQA9N90C_F109 MOSFET ，開關(guān)頻率可能為150 kHZ 。
結(jié)論
本應(yīng)用指南重點介紹了隔離門驅(qū)動電路的可靠性和性能優(yōu)化的一些方法。采用通用的公式計算柵極充電傳輸功率，該功率供應(yīng)給驅(qū)動MOSFET(FQA9N90C_F109)。然而，該分析并沒有描述驅(qū)動器IC內(nèi)的功耗。利用等式(8)計算FOD3120的輸出功率MOSFET的功耗，是RDS(ON)、 Vcc 、驅(qū)動МOSFET的柵極電容和柵極等效串聯(lián)電阻(ESR)的函數(shù)。
來源：onsemi
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