【導(dǎo)讀】當(dāng)電源設(shè)計人員想要大致了解電源的反饋環(huán)路時，他們會利用環(huán)路增益和相位波特圖。知道環(huán)路響應(yīng)可進(jìn)行預(yù)測有助于縮小反饋環(huán)路補償元件的選擇范圍。
簡介
當(dāng)電源設(shè)計人員想要大致了解電源的反饋環(huán)路時，他們會利用環(huán)路增益和相位波特圖。知道環(huán)路響應(yīng)可進(jìn)行預(yù)測有助于縮小反饋環(huán)路補償元件的選擇范圍。生成增益和相位圖的精準(zhǔn)方法是：在試驗臺上連接電源，并使用網(wǎng)絡(luò)分析儀；但在設(shè)計的早期階段，大部分設(shè)計人員會選擇采用計算機模擬，通過模擬快速確定大致的元件選擇范圍，并且，更直觀地了解環(huán)路對參數(shù)變化的響應(yīng)。
本文主要研究適用于電流模式控制電源的反饋控制模型。電流模式控制在開關(guān)模式DC-DC轉(zhuǎn)換器和控制器中相當(dāng)常見，相比電壓模式控制，它具有多項優(yōu)勢：更出色的線路噪聲抑制、自動過流保護、更易于進(jìn)行并聯(lián)操作，以及得到改善的動態(tài)響應(yīng)。
設(shè)計人員已經(jīng)可以采用大量電流模式電源平均模型。有些模型的精準(zhǔn)度達(dá)到開關(guān)頻率的一半，可以匹配不斷增高的轉(zhuǎn)換器帶寬，但只適用于有限的拓?fù)洌缃祲?、升壓，以及降?升壓拓?fù)洌ǚ?開關(guān)降壓-升壓）。遺憾的是，適用于SEPIC和?uk等拓?fù)涞?端口或4端口平均模型的精準(zhǔn)度還達(dá)不到開關(guān)頻率的一半。
本文將介紹LTspice?模擬模型，其精準(zhǔn)度達(dá)到開關(guān)頻率（甚至是相對較高的頻率）的一半，適合多種拓?fù)洌ǎ?/p>
降壓
升壓
降壓-升壓
SEPIC
?uk
正激式
反激式
本文展示分段線性系統(tǒng)(SIMPLIS)結(jié)果模擬，以確定新模型的有效性，并舉例說明模型的具體應(yīng)用。在一些示例中，使用測試結(jié)果來驗證模型。
電流模式控制模型：簡要概述
在這部分，我們將重申關(guān)于電流模式控制模型的一些要點。為了更全面地了解電流模式模型，請參閱文末“參考資料”部分中提到的刊物。
電流環(huán)路的作用在于：讓電感電流循著控制信號的路線行進(jìn)。在電流環(huán)路中，平均電感電流信息被反饋給具有檢測增益的調(diào)制器。調(diào)制器增益Fm可通過幾何計算得出，前提是，假設(shè)恒定電感電流斜坡上升，外部補償電流也斜坡上升。為了模擬電感電流斜坡上升變化的影響，我們在模型中額外增加了兩個增益：前饋增益(kf)和反饋增益(kr)，如圖1所示。
圖1.電流模式控制的平均模型，繪圖：R. D. Middlebrook
為了將圖1所示的平均模型的有效性擴展到高頻范圍，研究人員基于離散時間分析和樣本數(shù)據(jù)分析的結(jié)果，提出了幾種經(jīng)過改進(jìn)的平均模型。在R. B. Ridley的模型（參見圖2）中，采樣保持效應(yīng)可以用He(s)函數(shù)等效表示，它可以插入連續(xù)平均模型的電感電流反饋路徑中。由于該模型是從離散時間模型演化而來，所以能夠準(zhǔn)確預(yù)測次諧波振蕩。
圖2.經(jīng)過改進(jìn)的電流模式控制的平均模型，繪圖：R. B. Ridley
另一種經(jīng)過改進(jìn)的平均模型由F. D. Tan和R. D. Middlebrook提出。為了考慮電流環(huán)路中的采樣效應(yīng)，必須在源自低頻模型的電流環(huán)路增益上再增加一個極點，如圖3所示。
圖3.經(jīng)過改進(jìn)的電流模式控制的平均模型，繪圖：F. D. Tan
除了R. B. Ridley的模型外，R. W. Erickson提出的電流控制模型也很受歡迎。電感電流波形如圖4所示。
圖4.穩(wěn)態(tài)電感電流波形，包含外部補償斜坡上升
平均電感電流表示為：
其中iL表示檢測到的電流，ic表示誤差放大器發(fā)出的電流命令，Ma表示外加補償斜坡，m1和m2分別表示輸出電感電流的上升和下降斜坡。擾動和線性化結(jié)果：
根據(jù)此公式和規(guī)范開關(guān)模型，可以得出電流模式轉(zhuǎn)換器模型。
一個經(jīng)過改進(jìn)的新平均模型
R. W. Erickson的模型可以幫助電源設(shè)計人員從物理角度深入了解，但其精準(zhǔn)度還不到開關(guān)頻率的一半。為了將該模型的有效性擴展到高頻范圍，我們基于離散時間分析和樣本數(shù)據(jù)分析的結(jié)果，提出了一種經(jīng)過改進(jìn)的平均模型（參見圖5）。
圖5.提出的經(jīng)過改進(jìn)的電流模式控制平均模型
根據(jù)電感動態(tài)采樣數(shù)據(jù)模型，可以得出：
其中，T為開關(guān)周期，
可以得出圖5所示的模型的Gic(s)：
其中ωc是內(nèi)部電流環(huán)路Ti的穿越頻率，如圖5所示，關(guān)于各種拓?fù)涞闹郸豤，請參見表1。
表1.不同拓?fù)涞膬?nèi)部電流環(huán)路交叉頻率(ωc)
*對于兩個單獨的電感，L=L1×L2/(L1+L2)
**NSP是次級與初級的匝數(shù)比
降壓轉(zhuǎn)換器示例
在圖5中，我們將Fv反饋環(huán)路與iL反饋環(huán)路并聯(lián)。我們也可以將Fv反饋環(huán)路作為iL反饋環(huán)路的內(nèi)部環(huán)路。圖6顯示了包含附加的Gic(s)級的完整降壓轉(zhuǎn)換器模型。
圖6.經(jīng)過改進(jìn)的降壓轉(zhuǎn)換器平均模型的框圖
控制至輸出傳遞函數(shù)Gvc (s)為
電流環(huán)路增益Ti (s)和電壓環(huán)路增益Tv (s)可以通過以下公式計算得出：
和
其中：
在圖7中，基于新電流模式模型計算得出的環(huán)路增益與SIMPLIS結(jié)果一致。在這個示例中，VIN = 12 V，VOUT = 6 V，IOUT = 3 A，L = 10 μH，COUT = 100 μF，fSW = 500 kHz。
圖7.MathCAD結(jié)果與SIMPLIS結(jié)果(fSW = 500 kHz)的對比
采用LTspice的4端口模型
基于圖5所示的經(jīng)過改進(jìn)的平均模型構(gòu)建了一個4端口模型。在閉環(huán)操作中，這個4端口模型可以使用標(biāo)準(zhǔn)的電路分析程序（例如免費的LTspice）來分析PWM拓?fù)?，以確定DC和小信號特征。
圖8顯示了使用LTspice對各種拓?fù)鋵嵤┠M的模擬原理圖，對每種拓?fù)涠际褂孟嗤哪Ｐ?。圖中未顯示反饋電阻分壓器、誤差放大器和補償元件。要對真實的DC-DC轉(zhuǎn)換器模型使用此模型，應(yīng)將誤差放大器的輸出連接至VC引腳。
圖8.使用LTspice模型來模擬多種拓?fù)洌?a)降壓，(b)升壓，(c) SEPIC，(d) ?uk和(e)反激式。
關(guān)于圖8所示的各種LTspice行為電壓源指令，請參見表2。E1表示開關(guān)開啟時加在電感上的電壓，E2表示開關(guān)關(guān)閉時加在電感上的電壓，V3表示斜坡補償幅度，Ei表示電感電流。
表2.圖8所示的電路的LTspice行為電壓源指令
圖9顯示了采用2個獨立電感的SEPIC轉(zhuǎn)換器的模擬結(jié)果，該結(jié)果與一半開關(guān)頻率時的SIMPLIS結(jié)果匹配。在這個示例中：VIN = 20 V，VOUT = 12 V，IOUT = 3 A，L = 4.7 μH，COUT = 120 μF，C1 = 10 μF，fSW = 300 kHz。
圖9.SEPIC轉(zhuǎn)換器的LTspice模擬結(jié)果和SIMPLIS模擬結(jié)果(fSW = 300 kHz)對比
圖10.LT3580 LTspice模型
圖11.波特圖(fSW = 2 MHz)
圖12.使用LT8714的4象限控制器LTspice模型
新模型的測試驗證
圖11所示的新LTspice模型針對以前傳統(tǒng)模型不支持的拓?fù)溥M(jìn)行了測試驗證，包括?uk、4象限和4開關(guān)降壓-升壓拓?fù)洹?/p>
在測試臺上驗證?uk控制器模型
LT3580是一款包含內(nèi)部2 A、42 V開關(guān)的PWM DC-DC轉(zhuǎn)換器。LT3580可以配置為升壓、SEPIC或?uk轉(zhuǎn)換器，其AC模型適用于所有這些拓?fù)?。圖10顯示了一個?uk轉(zhuǎn)換器，其中，fSW = 2 MHz，VOUT = –5 V。圖11比較LTspice模擬波特圖和實際測試結(jié)果，在一半開關(guān)頻率范圍內(nèi)，它們非常一致。
在測試臺上驗證4象限控制器模型
LT8714是一款專為4象限輸出轉(zhuǎn)換器設(shè)計的同步PWM DC-DC控制器。輸出電壓通過吸電流和灌電流輸出功能，不受干擾地轉(zhuǎn)換通過0V。配置用于新的4象限拓?fù)鋾r，LT8714非常適合用于調(diào)節(jié)正、負(fù)或0V輸出。應(yīng)用包括：4象限電源、高功率雙向電流源、有源負(fù)載，以及高功率、低頻信號放大。
基于CONTROL引腳電壓，輸出電壓可能為正，也可能為負(fù)。在圖12所示的示例中，當(dāng)引腳電壓為0.1 V時，輸出電壓為–5 V，當(dāng)引腳電壓為1 V時，輸出電壓為5 V，VIN為12 V，開關(guān)頻率為200 kHz。
圖13比較通過LTspice模擬得出的波特圖和實際測試得出的圖——在開關(guān)頻率的一半范圍內(nèi)，它們的結(jié)果非常一致?？刂齐妷?CONTROL)為1 V，這使得VOUT (OUT)為5 V。
圖13.波特圖(fSW = 200 kHz)
圖14.波特圖(fSW = 200 kHz)
圖15.LT8390 LTspice模型
圖14比較通過LTspice模擬得出的波特圖和實際測試得出的結(jié)果——在開關(guān)頻率的一半范圍內(nèi)，它們的結(jié)果非常一致?？刂齐妷?CONTROL)為0.1 V，這使得VOUT (OUT)為-5 V。
在測試臺上驗證4開關(guān)降壓-升壓模型
LT8390是一款同步4開關(guān)降壓-升壓DC-DC控制器，可根據(jù)高于、低于或等于輸出電壓的輸入電壓調(diào)節(jié)輸出電壓（和輸入或輸出電流）。專有的峰值-降壓/峰值-升壓電流模式控制方案支持可調(diào)節(jié)的固定頻率運行方式。
LT8390 LTspice AC模型通過監(jiān)測輸入和輸出電壓，自動從四種運行模式中選擇一種：降壓、峰值-降壓、峰值-升壓和升壓。圖15顯示LT8390示例電路。圖16和圖17分別顯示降壓和升壓模式的LTspice模擬結(jié)果和實際測試結(jié)果。在開關(guān)頻率的一半范圍內(nèi)，兩條曲線非常一致。
圖16.波特圖(fSW = 150 kHz)。VIN = 20 V，VOUT = 12 V，IOUT = 5 A
圖17.波特圖(fSW = 150 kHz)。VIN = 8 V，VOUT = 12 V，IOUT = 5 A
總結(jié)
通過建立這個電流模式控制模型，既可以提供樣本數(shù)據(jù)模型的準(zhǔn)確性，也可以提供4端口開關(guān)模型的簡潔性和通用性。本文展示一個統(tǒng)一的LTspice模型，在一半開關(guān)頻率內(nèi)，該模型保持準(zhǔn)確，適用于降壓、升壓、降壓-升壓、SEPIC、?uk、反激式和正激式拓?fù)?。將LTspice模擬結(jié)果與實際測試結(jié)果比對，以進(jìn)行驗證。在連續(xù)導(dǎo)通模式下設(shè)計電流模式轉(zhuǎn)換器時，此模型適用于分析環(huán)路。
（來源：亞德諾半導(dǎo)體，作者：Wei Gu，電源產(chǎn)品應(yīng)用總監(jiān)）
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