中心議題：

• 提出螺旋腔螺線中部降壓加載調(diào)諧方法和短波段電調(diào)電抗腔外引入法
• 研制出首款CMOS開關電容型數(shù)控電調(diào)螺旋濾波器

解決方案：

• 基于快速可調(diào)濾波器的發(fā)信系統(tǒng)是實現(xiàn)新型短波發(fā)信系統(tǒng)的良好解決方案
• 具有納秒級速率的電調(diào)諧方案應是實現(xiàn)濾波器快速調(diào)諧的較佳選擇
• 采用螺線中部降壓加載調(diào)諧法較合適
• 提出接地型CMOS傳輸門，設計出功率級CMOS開關電容

近年來微電子技術、計算技術、數(shù)字信號處理技術的應用，尤其是自適應理論的全面應用，短波通信克服了以往短波通信中的眾多不足，促成了現(xiàn)代短波通信的發(fā)展，但仍存在缺陷。
　　
首先，現(xiàn)代短波發(fā)信系統(tǒng)中的功率庫技術在使通信系統(tǒng)實現(xiàn)全方位、多信道通信的同時，存在造價高昂、能耗大、熱隱身性能差等缺陷；在系統(tǒng)頻變時，以低通濾波器為輸出濾波器，難以對大范圍快速變頻時寬頻功放產(chǎn)生的二、三次諧波予以有效濾除，勢必降低系統(tǒng)的通信質(zhì)量。這在跳擴頻通信成為短波通信主流的時代，已不合時宜?；诳焖倏烧{(diào)濾波器的發(fā)信系統(tǒng)是實現(xiàn)新型短波發(fā)信系統(tǒng)的良好解決方案。
　　
其次，短波電臺主要服務于長距離通信聯(lián)絡，一部單信道短波電臺的發(fā)射功率一般大于100W。相應的調(diào)諧濾波器功率等級不可過小。
　　
再次，現(xiàn)代HF跳頻電臺的跳速正逐步提高，達到5000h/s以上，傳統(tǒng)的機械調(diào)諧技術已無法滿足跳頻通信的需求。電調(diào)諧方式具有靈活多樣、性能可靠、易于控制的特點。具有納秒級速率的電調(diào)諧方案應是實現(xiàn)濾波器快速調(diào)諧的較佳選擇[1]。
　　
綜上，新型短波發(fā)信系統(tǒng)應是功率級電調(diào)濾波器。盡管該型濾波器至今尚無現(xiàn)成理論和實例可供借鑒，現(xiàn)實的需求已將其推到極其重要的位置。

短波功率電調(diào)濾波器設計理論
功率濾波器和可調(diào)濾波器一般問題的解決是本款濾波器實現(xiàn)的基礎。在設計過程中，主要領域還涉及電調(diào)濾波器對電調(diào)電抗部件的要求、電調(diào)電抗部件的實現(xiàn)方式及引入等問題。

短波功率電調(diào)濾波器總體方案研究
現(xiàn)代短波發(fā)信系統(tǒng)對功率濾波器的性能要求很高，低插耗、高Q值是對該型濾波器的基本要求。
　　
集總參數(shù)元件制作的LC濾波器存在很大不足。LC濾波器Q值低，難以滿足短波發(fā)信系統(tǒng)的高性能要求。螺旋濾波器具有高Q值(200～5000)，頻率覆蓋范圍寬(10M～1200MHz)等優(yōu)點，能輕松勝任傳輸100～1kW短波信號的要求[2]。從Q值與功率容量來看，螺旋諧振腔構成的濾波器回路是實現(xiàn)高性能短波功率濾波器的最佳選擇。
　　
改變螺旋諧振腔腔長或在腔內(nèi)引入可變電抗，可對濾波器進行調(diào)諧。Haagen和Fraser J曾對此加以研究[1～2]，提出了利用變?nèi)荻O管實現(xiàn)電調(diào)小功率螺旋濾波器?；驹硎菂⒎码娙菁虞d同軸腔工作機理，在螺線與內(nèi)腔間人為引入可變電抗予以加載，實現(xiàn)調(diào)諧。但是，對于功率電調(diào)濾波器，內(nèi)腔體積的限制，使小功率電調(diào)方案在大功率設計中受到限制，甚至完全不能采用。為此，考慮了大功率傳輸條件下諸多制約因素后，“螺線中部降壓加載調(diào)諧法”的提出，給出了解決方案。

螺線中部降壓加載調(diào)諧法
螺旋諧振腔原型如圖1。改變腔長或在腔內(nèi)引入某種形式的可變電抗，可對諧振腔進行調(diào)諧。鑒于電控器件一般存在耐壓問題，了解腔中場分布，找出耐壓與調(diào)諧的最佳平衡點十分必要。
 
 

由圖2可知，軸向電場能量以sin2βz形式分布，開路端電場能量最為集中。端部加載時，加載電抗將不得不承受高電壓。例如，Qu=6000、30MHz、3dB帶寬為50kHz的螺旋濾波器，在RL=50Ω，傳輸功率45kW時，螺線端部電壓將達75kV。這給電調(diào)器件提出了相當高甚至難以達到的耐壓要求。
　　
鑒于此，“螺線中部降壓加載調(diào)諧”將有效緩解上述問題。事實上，端部加載正是中部加載的特例。具體方法示意及等效電路見圖3(a)、(b)。
　　
為便于推導，這里將過極限波導的長度取較大值，忽略終端面對地電容C0、電場彎曲電容Cr。故等效電路AA′處的諧振條件如式(7)及圖4。
 
 
另一方面，該法同時減小了可調(diào)電抗的最大需求值，意味著在可調(diào)電抗變化范圍恒定情況下，中部加載法將使螺旋諧振腔調(diào)諧范圍得以擴展。
 

電調(diào)電抗的腔外引入
上節(jié)就調(diào)諧機理及加載電抗器件的引入部位進行了探討，本節(jié)在此基礎上確定電抗器件的安裝和接入方式。
　　
傳統(tǒng)的小信號電調(diào)螺旋諧振腔、濾波器中，加載電容采用腔內(nèi)安裝接入方式。這種方式易實現(xiàn)，但在高頻情況下，腔內(nèi)強行添加異物，使本來就復雜的螺旋腔場分布變得更為復雜，導致工作特性難以把握。同時，新物體帶來的分布電容將引起中心頻率的偏移，嚴重時造成中心頻率超越所需頻段。
　　
HF頻段低于VHF與UHF，該頻段引線及小孔造成的電磁輻射及其它損耗相對較小。將電調(diào)器件安裝于腔體外部，輔之以盡可能短的屏蔽線作為引出線，在有效減小分布電容與頻偏、改善散熱的同時，為電調(diào)組件贏取足夠的安裝空間不失為一種可行方案。事實上，這一看似簡單的措施在后續(xù)濾波器的智能化電調(diào)的實現(xiàn)上起到了關鍵作用。方案的系統(tǒng)結構見圖5。
 

功率級CMOS開關電容
設計理論確定之后，功率級電調(diào)電抗的實現(xiàn)是后續(xù)工作的重點與難點。
通過探明CMOS開關電容難以適應高功率信號傳輸?shù)母矗竟?jié)提出了接地型CMOS傳輸門，進而設計出功率級CMOS開關電容，為功率濾波器及其智能化的成功實現(xiàn)奠定了基礎。
　　
基本的CMOS傳輸門如圖6(a)所示。當傳輸門導通時，在輸入與輸出之間呈現(xiàn)低電阻，它允許電流向兩個方向中的任一方向流經(jīng)此門。此時，輸入線的電壓必須比N溝器件的襯底電壓(VSS)為正，比P溝器件的襯底電壓(VDD)為負。這導致了傳統(tǒng)的CMOS傳輸門和以此為基礎構成的CMOS模擬開關難以適應大信號的傳輸[4～5]。
　　
對約束VDD≥Vin≥VSS作深入分析可知，Vin之所以取值有限，根本原因在于其與V柵-襯底的關聯(lián)。使V柵-襯底獨立，避免Vin、Vout的影響，反過來將讓Vin輕松擺脫束縛。為此，本節(jié)設計了接地形CMOS傳輸門。原理電路如圖6(b)所示，具體的1M～6MHz高頻、功率級模擬開關電路見圖7。
 
 

　　表1、2給出了開關的實測指標。圖8給出了開關瞬時通斷仿真曲線。
 
 

短波電調(diào)功率濾波器的實現(xiàn)
在上述理論、方法指引下，一款1.5M～3MHz短波功率電調(diào)濾波器原型得以實現(xiàn)。具體技術指標：
　　
調(diào)頻范圍1.5M～3MHz;通帶中心插耗A0≤3dB;25dB帶寬△f25dB≥25kHz; 終端負載RS=RL=50Ω;傳輸功率P=100W。采用等元型螺旋濾波器設計法[6]確定的方腔螺旋腔濾波器腔數(shù)及尺寸見表3，測試結果見圖9、10及表4。
 
 

實驗結果表明，基于短波功率電調(diào)濾波器設計理論及接地型CMOS傳輸門研制的螺旋濾波器原型成功實現(xiàn)了1.22M～3.76MHz的倍頻程電調(diào)諧。
　　
本文對大功率電調(diào)濾波器理論及其實現(xiàn)方式進行了研究，通過原型機的成功實現(xiàn)予以證實。有關工作將為現(xiàn)代短波集成通信系統(tǒng)的實現(xiàn)提供幫助，對國防、郵電通信及其他工業(yè)也將產(chǎn)生相當?shù)挠绊憽?/p>