圖1所示為實(shí)際電容的模型。電阻RP代表絕緣電阻或泄漏，與標(biāo)稱(chēng)電容(C)并聯(lián)。第二個(gè)電阻RS（等效串聯(lián)電阻或ESR）與電容串聯(lián)，代表電容引腳和電容板的電阻。

 

圖1. 實(shí)際電容等效電路包括寄生元件

 

電感L（等效串聯(lián)電感或ESL）代表引腳和電容板的電感。最后，電阻RDA和電容CDA一起構(gòu)成稱(chēng)為電介質(zhì)吸收(DA)現(xiàn)象的簡(jiǎn)化模型。在采樣保持放大器(SHA)之類(lèi)精密應(yīng)用中使用電容時(shí)，DA可造成誤差。但在去耦應(yīng)用中，電容的DA不重要，予以忽略。

 

圖2顯示了不同類(lèi)型的100 μF電容的頻率響應(yīng)。理論上，理想電容的阻抗隨著頻率提高而單調(diào)降低。實(shí)際操作中，ESR使阻抗曲線(xiàn)變得平坦。隨著頻率不斷升高，阻抗由于電容的ESL而開(kāi)始上升。“膝部”的位置和寬度將隨著電容結(jié)構(gòu)、電介質(zhì)和電容值而變化。因此，在去耦應(yīng)用中，常?？梢钥吹捷^大值電容與較小值電容并聯(lián)。較小值電容通常具有較低ESL，在較高頻率時(shí)仍然像一個(gè)電容。電容并聯(lián)組合覆蓋的頻率范圍比組合中任何一個(gè)電容的頻率范圍都要寬。

 

圖2. 各種100μF電容的阻抗

 

電容自諧振頻率就是電容電抗(1/ωC)等于ESL電抗(ωESL)時(shí)的頻率。對(duì)這一諧振頻率等式求解得到下式：

 

 

所有電容的阻抗曲線(xiàn)都與圖示的大致形狀類(lèi)似。雖然實(shí)際曲線(xiàn)圖有所不同，但大致形狀相同。最小阻抗由ESR決定，高頻區(qū)域由ESL決定，而后者在很大程度上受封裝樣式影響。

 

 

電解電容系列具有寬值范圍、高電容體積比和廣泛的工作電壓，是極佳的高性?xún)r(jià)比低頻濾波器元件。該系列包括通用鋁電解開(kāi)關(guān)類(lèi)型，提供10 V以下直至約500 V的工作電壓，大小為1 μF至數(shù)千μF不等（以及成比例的外形尺寸）。

 

所有電解電容均有極性，因此無(wú)法耐受約1 V以上的反向偏置電壓而不造成損壞。此類(lèi)元件具有相對(duì)較高的漏電流（可能為數(shù)十μA），具體漏電流在很大程度上取決于特定系列的設(shè)計(jì)、電氣尺寸、額定電壓及施加電壓。不過(guò)，漏電流不可能是基本去耦應(yīng)用的主要因素。

 

大多數(shù)去耦應(yīng)用不建議使用通用鋁電解電容。不過(guò)，鋁電解電容有一個(gè)子集是“開(kāi)關(guān)型”，其設(shè)計(jì)并規(guī)定用于在最高達(dá)數(shù)百kHz的頻率下處理高脈沖電流，且損耗很低。此類(lèi)電容在高頻濾波應(yīng)用中可直接媲美固態(tài)鉭電容，且具有更廣泛的可用值。

 

固態(tài)鉭電解電容一般限于50 V或更低的電壓，電容為500 μF或更低。給定大小時(shí)，鉭電容比鋁開(kāi)關(guān)電解電容呈現(xiàn)出更高的電容體積比，且具有更高的頻率范圍和更低的ESR。鉭電容一般也比鋁電解電容更昂貴，對(duì)于浪涌和紋波電流，必須謹(jǐn)慎處理應(yīng)用。最近，使用有機(jī)或聚合物電解質(zhì)的高性能鋁電解電容也已問(wèn)世。這些電容系列擁有略低于其他電解類(lèi)型的ESR和更高的頻率范圍，另外低溫ESR下降也最小。此類(lèi)元件使用鋁聚合物、特殊聚合物、POSCAP™和OS-CON™等標(biāo)簽。

 

陶瓷或多層陶瓷(MLCC)具有尺寸緊湊和低損耗特性，通常是數(shù)MHz以上的首選電容材料。不過(guò)，陶瓷電介質(zhì)特性相差很大。對(duì)于電源去耦應(yīng)用，一些類(lèi)型優(yōu)于其他類(lèi)型。采用X7R的高K電介質(zhì)配方時(shí)，陶瓷電介質(zhì)電容的值最高可達(dá)數(shù)μF。Z5U和Y5V型的額定電壓最高可達(dá)200 V。X7R型在直流偏置電壓下的電容變化小于Z5U和Y5V型，因此是較佳選擇。

 

NP0（也稱(chēng)為COG）型使用介電常數(shù)較低的配方，具有標(biāo)稱(chēng)零TC和低電壓系數(shù)（不同于較不穩(wěn)定的高K型）。NP0型的可用值限于0.1μF或更低，0.01 μF是更實(shí)用的上限值。

 

多層陶瓷(MLCC)表面貼裝電容的極低電感設(shè)計(jì)可提供近乎最優(yōu)的RF旁路，因此越來(lái)越頻繁地用于10 MHz或更高頻率下的旁路和濾波。更小的陶瓷芯片電容工作頻率范圍可達(dá)1 GHz。對(duì)于高頻應(yīng)用中的這些及其他電容，通過(guò)選擇自諧振頻率高于最高目標(biāo)頻率的電容，可確保有用值符合需要。

 

薄膜型電容一般使用繞線(xiàn)，增加了電感，因此不適合電源去耦應(yīng)用。此類(lèi)型更常用于音頻應(yīng)用，此時(shí)需要極低電容和電壓系數(shù)。

 

最后，務(wù)必選擇擊穿電壓至少為電源電壓兩倍的電容，否則當(dāng)電路上電時(shí)，可能會(huì)發(fā)生意外。

 

 

圖3顯示1.5 GHz高速電流反饋運(yùn)算放大器AD8000的脈沖響應(yīng)。兩幅示波器圖均是利用評(píng)估板獲得。左側(cè)曲線(xiàn)顯示正確去耦的響應(yīng)，右側(cè)曲線(xiàn)顯示同一電路板上去除去耦電容后的響應(yīng)。兩種情況中，輸出負(fù)載均為100 Ω。

 

圖3. 去耦對(duì)AD8000運(yùn)算放大器性能的影響

 

示波器圖說(shuō)明，沒(méi)有去耦時(shí)，輸出表現(xiàn)出不良響鈴振蕩，這主要是因?yàn)殡娫措妷弘S負(fù)載電流變化而偏移。

 

現(xiàn)在考察正確及錯(cuò)誤去耦對(duì)14位、105 MSPS/125 MSPS高性能數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器ADC AD9445的影響。雖然轉(zhuǎn)換器通常無(wú)PSRR規(guī)格，但正確去耦仍非常重要。圖4顯示正確設(shè)計(jì)電路的FFT輸出。這種情況下，我們使用AD9445的評(píng)估板——注意頻譜很干凈。

 

圖4. 正確去耦時(shí)AD9445評(píng)估板的FFT圖

 

AD9445的引腳排列如圖5所示。請(qǐng)注意，電源和接地引腳有多個(gè)。這是為了降低電源阻抗（并聯(lián)引腳）。

 

圖5. AD9445引腳排列圖，來(lái)自AD9445數(shù)據(jù)手冊(cè)

 

模擬電源引腳有33個(gè)。18個(gè)引腳連接到AVDD1（電壓為3.3 V ±5%），15個(gè)引腳連接到AVDD2（電壓為5 V ± 5%）。DVDD（電壓為5 V ± 5%）引腳有4個(gè)。在本實(shí)驗(yàn)所用的評(píng)估板上，每個(gè)引腳有0.1μF陶瓷去耦電容。此外，沿電源走線(xiàn)還有數(shù)個(gè)10 μF電解電容。

 

圖6顯示了從模擬電源去除去耦電容后的頻譜。請(qǐng)注意，高頻雜散信號(hào)增加了，還出現(xiàn)了一些交調(diào)產(chǎn)物（低頻成分）。信號(hào)SNR已顯著降低。本圖與上圖的唯一差異是去除了去耦電容。

 

圖6. 從模擬電源去除去耦電容后AD9445評(píng)估板的FFT圖

 

圖7顯示從數(shù)字電源去除去耦電容的結(jié)果。注意雜散同樣增加了。另外應(yīng)注意雜散的頻率分布。這些雜散不僅出現(xiàn)在高頻下，而且跨越整個(gè)頻譜。本實(shí)驗(yàn)使用轉(zhuǎn)換器的LVDS版本進(jìn)行。可以想象，CMOS版本會(huì)更糟糕，因?yàn)長(zhǎng)VDS的噪聲低于飽和CMOS邏輯。

 

圖7. 從數(shù)字電源去除去耦電容后AD9445評(píng)估板的SNR圖

 

這些實(shí)驗(yàn)表明，除去大多數(shù)或所有去耦電容會(huì)導(dǎo)致性能降低，但要分析或預(yù)測(cè)除去一兩個(gè)去耦電容的影響是很困難的。當(dāng)拿不定主意時(shí)，最佳策略是放上電容。雖然成本略有增加，但消除了性能降低的風(fēng)險(xiǎn)，這樣做通常是值得的。

 

 

關(guān)于去耦的內(nèi)容還有很多，但我們希望大家對(duì)其在實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)期望性能方面所起的作用有了一個(gè)大致了解。

 

另一個(gè)寶貴的指導(dǎo)資源是制造商的評(píng)估板，大部分IC產(chǎn)品都有相應(yīng)的評(píng)估板。很多情況下，您只需下載原理圖、布局和元件列表，然后了解關(guān)于去耦做了些什么，而不必實(shí)際購(gòu)買(mǎi)評(píng)估板。您可以確信，這些評(píng)估板的設(shè)計(jì)非常用心，旨在實(shí)現(xiàn)待評(píng)估IC的最佳性能。